Bilag 1 - PFC

Bilag 1

PFC p� OSRAM Xenon Short Arc HBO 550

Indholdsfortegnelse

Diverse data og defenitioner

Indledende betragtninger

- Dutycycle

- Unders�gelse af effektoptagelse

- Dutycyclestyring for en halvperiode

Spole

- Dimensionering

- Siemens/Epcos U30/26/26

- Siemens/Epcos UI93/104/30-N27

- Viklinger

- Tab

Kondensator

- Elektrolytter

- Philips serie 157

- Philips serie 159

Diode

- Data

- Effektafs�tning

Transistor

- Data

- Effektafs�tning

LT1249 fra Linear Technology

- Udgangssp�nding

- Str�mbegr�nsning

- Oversp�nding

Side

Deltager:

Bo Nielsen

Vejledere:

Jon Ovesen

Ole Pedersen

Christian Krause

Pr�fix:

------------------------------------------------------------------------------ ------------------------------------------------------------------

Data:

[VAC]

Minimum netsp�nding

[VAC]

Maksimum netsp�nding

[Hz]

Minimal netfrekvens

[Hz]

Maksimal netfrekvens

[VDC]

Maskimum tilladelig sp�nding over p�ren

[ADC]

Maksimum tilladelig str�m i p�ren

[VDC]

Udgangssp�nding for PFC-trin

[W]

Nominell effekt for p�ren

[W]

[Hz]

Switchfrekvens, valgt til faktor 200 over elnettets frekvens (europ�isk)

[Hz]

Europ�isk net-frekvens

[Hz]

Amerikansk net-frekvens

Minimum PF for system

[�C]

Omgivelsestemperatur under drift

Permabiliteten i luft

------------------------------------------------------------------------------ ------------------------------------------------------------------

Indledende betragtninger

Sp�ndingsoms�tning ved kontinuert drift, tiln�rmet:

Det ses, at udgangssp�nding Vo kun er afh�ngig af den valgte dutycycle D og indgangs- sp�ndingen Vd.

er forholdet mellem str�mme. Med andre ord er udgangsstr�mmen lig med indgangsstr�mmen gange off-tiden i procent.

P� grafen til h�jre er skidtseret tre tilstande for en boost-konverter. Lige inden grafens start har boost-konverteren haft tid til at n� en steady state tilstand.

Den fuldoptrukne linje beskrive str�mmen i spolen hvis dutycyclen ikke �ndres, alts� steady state tilstanden forts�tter.

Den �verste stiplede linje beskriver str�mmen i spolen hvis dutycyclen g�res st�rre, og hvor Vo ikke har f�et tid til at justere sig ind til en ny steady state v�rdi.

Den nederste stiplede linje viser str�mmen i spolen hvis dutycyclen neds�ttes, igen har Vo ikke n�et sin nye v�rdi.

Sidenhen vil Vo �ndre sig p� grund af �ndringen i str�mmen indtil volt�sekund produktet for spolen er ens for ton og toff og et nyt ligev�gtsniveau er blevet etableret. Den mest brugte anvendelse for en boost-konverter er til etablering af en fast sp�nding Vo og udelukke Vd 's indflydelse herp� ved at justere dutycyclen.

Dette er ogs� opgaven i et PFC-trin, set over en l�ngere tidshorisont. Men p� kort sigt er hovedopgaven at s�rge for str�mmen, tappet fra nettet, f�lger sp�ndingen i amplitude og fase. Dette kr�ver en helt anden m�de at styre boost-konverteren p�.

Dutycycle

Det skal sikres at variationen i indgangsp�ndingen fra 90 til 260 VAC ikke g�r boost-konverterl�sningen urealiserbar til brug i PFC-trinnet.

Det ses at de to dutycycles ikke ligger helt ud til gr�nseomr�det. S�ledes kan det godt kan lade sig g�re, at anvende 400 volt som udgangssp�nding. Havde de i stedet lagt t�t op ad gr�nsen, fx under 0,05 og over 0,95, s� kunne det meget vel have afsk�ret boost-konverteren som en praktisk anvendelig l�sning.

Unders�gelse af effektoptagelse

Boost-konverterens effektoptagelse ved tilslutning til 50 Hz forsyningsnet kan beskrives s�ledes:

...ved 90% effektivitet i PFC-trinnet og det efterf�lgende SMPS-trin

[W]

[V]

Med en kendt effekt, og en kendt indgangssp�nding, s� ved vi hvorledes str�mmen skal se ud. Denne er s�ledes plottet herunder, hvor grafens signatur er den samme som for grafen ovenfor.

Det er nemt at se, at n�r elnettets sp�nding halveres, s� skal str�mmen fordobles, for at effekten forbliver den samme.

Og jeg unders�ger at str�m og sp�nding ved de forskellige grafer rent faktisk giver den �nskede optagede effekt, ved at integrere over 1 helt sekund:

[W]

Og referencen til sammenligning:

[W]

S�ledes er det blevet demonstreret, hvordan str�mtr�kket skal dimensioneres over en halvperiode for en given RMS indgangssp�nding, s� den optagene effekt lander p� det �nskede niveau. Men virker det stadig ved en ikke-sinusformet indgangssp�nding? Nedenunder er netsp�ndingen overlejret med en 3. harmonisk og en 7. harmonisk composant, for at forvr�nge formen p� kurven i forhold til en ideel netsp�nding (en ren sinus).

Og jeg unders�ger om str�m og sp�nding ved de forskellige grafer rent faktisk giver den �nskede optagede effekt, ved at integrere over 1 helt sekund:

[W]

Og referencen til sammenligning:

[W]

Det bem�rkes, at ved en forvr�ngning af netsp�ndingen bibeholdes en omvendt propertional sammenh�ng mellem str�m og sp�nding, men effektoptagelsen er ikke fastholdt til referencen. Dette vil selvf�lgelig resultere i en �ndring af udgangssp�nding, Vo , p� kondensatoren (

Denne ubalance fjernes, ved at den ydre langsomme reguleringssl�jfe regulerer tingene p� plads, og dermed holder problemet i skak , s�ledes at den tilf�rte effekt p� kondensatoren svarer til den aftagede ditto.

Dutycyclestyring for en halvperiode

For at PFC-trinnet optager str�m fra elnettet korrekt, s� er det n�dvendigt med en lidt avanceret dutycycle- styring. Det kan bedst forklares med en tegning.

Som tegningen viser, s� er det n�dvendigt at k�re med mindre og mindre dutycycle efterh�nden som halvb�lgen vokser op, hvis str�mmen skal f�lge sp�ndingen. Derfor er det n�dvendigt at sammenholde indgangssp�ndingen med str�mtr�kket, s� evt. afvigelser lynhurtigt kan korrigeres.

Ud over denne parameter, s� er det ogs� n�dvendigt at holde �je med Vo , s�ledes denne ikke kommer til at variere for meget. Det er jo ogs� her vi m�ler om der generelt bliver optaget for lidt eller for meget effekt i forhold til forbruget (sp�nding p� udgangen ligger for lavt eller for h�jt). Men for at kunne rette op p� en evt. ubalance i hhv. optaget og afgivet effekt, s� er det ogs� n�dventdigt at kende RMS-v�rdien af netsp�ndingen, da vi ellers ikke har en chance for at vide hvilket dutycycleniveau der skal bruges ved den n�ste halvperiode. Det er jo ikke tilladt at �ndre den modstand, som PFC-trinnet udg�r, midt i en halvperiode.

Hvis vi samler ovenst�ende til et diagram, s� kan vi se de enkelte funtioner bedre.

Der foruds�ttes energibevarelse

Gennemsnitsstr�mmen til kondensatoren

Forhold mellem str�mme og D

D isoleret og tilpasset

Tidsrum for plot

I begyndelsen af en halvperiode p� elnettet starter dutycyclen altid ved 1, og alt efter hvilken RMS-v�rdi elnettets sp�nding har, s� varieres dutycyclen mere eller mindre. Det interessante og �benlyse er, at udgangsstr�mmens v�rdi er ens uanset indgangssp�ndingen (str�mmen i spolen vokser ganske vist ved lavere sp�nding, men tiden der lades p� lytten falder ogs�, s� gennemsnittet er ens, uanset indgangssp�nding).

Spole

Til design af filterspolen skal nogle krav opstilles, s�ledes at den �nskede performance kan opn�es.

F�rst unders�ges de p� forh�nd kendte forhold, det antages en effektivitet p� 90% for b�de PFC- og det efterf�lgende DC-trin

[W]

[A]

Str�mtr�kket gennem spolen skal v�re kontinuert med s� lille rippel som muligt igennem en hel switchcyklus, s� er en stor selvinduktion at foretr�kke. Samtidig skal str�mtr�kket s� vidt mulig v�re sinusformet og i fase med sp�ndingen fra elnenttet. Derfor er der en �vre gr�nse for, hvor stor selvinduktion m� blive. Og den ligger i omr�det omkring 30 [mH].

Ligesom der er en �vre gr�nse for hvor stor spolens v�rdi m� blive, s� er der ogs� en praktisk minimumsv�rdi. Det giver sig selv, at rippelstr�mmen i spolen ikke m� blive s� stor, s� transistorens parametrer overskrides. Desuden er det fordelagtigt at holde rippelstr�mmen nede, da det mindsker problemer med RFI.

Rippelstr�mmen v�lges til maksimum 30% af den mindste peakstr�m (260 volt). S�ledes sikres det, at boost-konverteren s� vidt muligt holdes i kontinuert mode over hele sp�ndingsomr�det; 90-260 VAC.

[A]

Den absolutte st�rst mulige str�m (ved 90 VAC , �verst p� sinusen og ved overgangen fra ton til t off):

[A]

Det skal n�vnes at spolens eksakte v�rdi v�lges ved en irit�r proces, hvor et kompromis mellem lille ripplestr�m og tilpas hurtig transiente egenskaber skal indg�s. Derfor er det heller ikke s� vigtigt om ripplestr�m-til-selvinduktionsv�rdi-p rocessen er regnet ud fra en absolut worst-case situation. N�r dette er sagt, s� baseres udregningerne af spolens st�rrelse efter en t�nkt situation, hvor Vd er halvdelen af Vo, og dermed n�r dutycyclen er 50%.

Sp�nding over spole

Str�m�ndring i spole

Tid for str�m�ndring

[H]

Dimensionering

[T]

B-feltets st�rrelse v�lges til maksimalt 0,2

...hvor

er forholdet mellem den effektive permabilitet og volumet af kernen.

For at en given kerne kan bruges, skal forholdet s�ledes v�re mindre end 238.000:1. Ellers overholdes �nsket om en Bmax p� 0.2 ikke.

Siemens/Epcos U30/26/26 unders�ges for egnethed

Effektiv areal

Effektiv l�ngde

Effektiv permabilitet

S�ledes ses det, at ovenn�vnte kerne slet ikke kan b�rer str�mmen, uden at g� i m�tning. Lad os se om et luftgab kan �ndre p� det.

Den magnetiske modstand for hhv. jernvej og luftvej

Luftspaltens areal ved en given st�rrelse luftspalte (tiln�rmet) (foruds�tter luftspalten bliver fordelt p� to ens luftgab)

St�rrelse p� L med en lille luftspalte i forhold til kernen

Lufspaltens h�jde baseret p� at luftspalteareal er lig med kernearealet (tiln�rmet)

Kernen f�r to lige store luftspalter p� hver

[m]

Desv�rre g�lder ligningen kun for sm� luftspalter, og 8 [mm] luftspalte er, sammenlignet med sidel�ngder p� 26 og 10 [mm], ikke lille. En anden fremgangsm�de m� anvendes.

Figuren viser, at kernen aldrig opn�r den kr�vede selvinduktion, uanset hvor stort et luftgab der anvendes. En ny kerne m� testes.

Siemens/Epcos UI93/104/30-N27 unders�ges for egnethed

Effektive areal

Effektive l�ngde

Effektive permabilitet

S�ledes ses det, at ovenn�vnte kerne slet ikke kan b�rer str�mmen, uden at g� i m�tning. Lad os se om et luftgab kan �ndre p� det.

Lufspaltens h�jde baseret p� at luftspalteareal er lig med kernearealet (tiln�rmet)

Kernen f�r to lige store luftspalter p� hver

[m]

Ligningen g�lder stadig kun for sm� luftspalter, og 2,4 [mm] luftspalte er, sammenlignet med sidel�ngder p� 28 og 30 [mm], ikke lille nok. Igen skal den anden fremgangsm�de anvendes.

Figuren viser, at kernen opn�r den kr�vede selvinduktion ved ca. 8 [mm] luftgab. Kernen er godkendt.

G�t v�rdi

Luftgab

To luftgab p� hver knap 4 [mm] kan s�ledes give den n�dvendige selvinduktion, uden kernen g�r i m�tning.

Viklinger

Den oprindelige AL v�rdi for kernen var p� 3.800 [nH] pr. vinding. Men med luftgab �ndres denne v�rdi.

Den nye AL for kernen skal nu beregnes.

[H]

...rundet ned...

H�jden af viklekammeret

Bredden af viklekammeret

[m2]

[m]

...afrunding...

[m]

Det ikke er muligt at udnytte pladsen perfekt, og med den givne tr�dtykkelse er der kun plads til 54 vindinger. Dette vil give et fald i selvinduktionen til

[H]

Dette fald i selvinduktionen kan ikke accepteres, og derfor pr�ves der en anden metode: 4 tr�de vikles parallelt.

[m2]

[m]

[H]

Hvis man ikke mener det er helt nok, kan tr�dens tykkelse s�ttes ned fra 2,6 [mm] til 2,5 [mm], men det har ikke den helt store betydning for selve funktionaliteten af PFC-trinnet. Ved at acceptere den nye selvinduktionsv�rdi bliver rippelstr�mmen bare en anelse st�rre.

[m]

Nu er der plads til de 60 vindinger

Tab

Spolen har to ting, som g�r at energi afs�ttes i den. Kobbertab og kernetab.

Tabene i kernematerialet kan uden at regne p� tingene siges at v�re sm�. Det skyldes at denne form for tab fremkommer ved at kernen flyttes rundt p� sin hysteresekurve og det kr�ver energi.

Men i dette tilf�lde flyttes kernen ikke hele vejen op og ned med hver switchning, men i stedet med hver halvperiode p� elnettet, dvs. 100-120 gange i stedet for 100.000 gange i sekundet. Det er en faktor 1000 i forskel. Selvf�lgelig flyttes kernen en smule frem og tilbage, den langsomme netstr�m er jo overlejret med rippelstr�mmen og dermed g�r der ogs� energi tabt i den proces. Men energien antages at v�re s� lille, at det er un�dvendigt at unders�ge hvilken temperaturstigning det giver anledning til.

For at g�re modstanden i kobberet mindst muligt kan spolen laves med 2 viklinger p� hver sin side af U'et. Det holder diameteren p� spolens yderste vindinger nede og fordeler ogs� energitabet over en st�rre overflade. Derudover er det ogs� nemmere at vikle to mindre spoler med 2 parallelle ledere end det er at lave en stor med 4 parallelle ledere.

Kernes tv�rsnitsl�ngde

Kernes tv�rsnitsbredde

pr. vikling

Det 7. lag er ikke komplet

6 lag af 19 dobbelttr�de vindinger giver

vindinger. Det sidste lag skal s� best� af 2 � 3 vindinger

L�ngden for 1 kobbertr�d findes som en summation af de f�rste 6 lag (med 19/2 vindinger), hvor hvert lag bliver 4 tr�ddiametre st�rre end det forg�ende + l�ngden af det sidste lag p� 3 vindinger.

[m]

[W/m]

Specifik modstand for kobber- tr�d med diameter p� 2,5 [mm]

[W]

Effekttabet i kobberet kan nu regnes ud

[W]

Som det tydeligt ses, er effektafs�ttelsen i kobberet ubetydelig. Det betyder at man trygt kan v�lge en tr�d med mindre diameter, endda meget mindre. Det betyder ogs� at det ikke er n�dvendigt at spekulere i om temperaturstigningen bliver for stor.

Kondensator

Kondensatoren i PFC-trinnet skal virke som et midlertidigt energilager i tidsrummet hvor halvperioderne p� elnettet ikke levere energi nok til forbrugeren. Derfor skal kondensatorens st�rrelse v�re s� stor, at sp�n- dingen ikke varierer for meget gennem en halvperiode.

Ripplesp�ndingen v�lges til 5% af udgangssp�ndingen.

[V]

Ripplestr�mmen kan blive meget stor. Ved den laveste VAC p� 90 volt ligger str�mmen i spolen med spidsv�rdier p� over 10 ampere. Denne str�m skal kondensatoren kunne t�le uden at terminalerne br�ndes over. Desuden vil de tilf�rte ladninger variere i st�rrelse efterh�nden som en halvperiode fra lysnettet passerer.

Da sp�ndingen over kondensatoren s�ges holdt konstant over en l�gere periode, m� den indg�ende str�m svare til den udg�ende.

for t g�ende mod uendelig.

Da vi lader p� kondensatoren ved to frekvenser; 100 kHz str�mpulser hvis amplitude variererer med 100 eller 120 Hz, s� er det klart at majoriteten af rippelsp�ndingen kan antages at fremkomme af den laveste frekvens. Derfor er det denne som f�r afg�rende betydning med hensyn til minimumv�rdi af kondensatoren.

Defenition

Tider: start, varighed, slut

Str�mmen i kondensatoren

Sp�ndingen i kondensatoren

C isoleres...

[F]

Sp�ndings�ndring foresaget af indg�ende str�m

Sp�ndings�ndring foresaget af udg�ende str�m

Samlet sp�ndings�ndring

Rippelsp�ndingen, foresaget af switchpulserne p� 100 kHz, ved den just fundne v�rdi for kondesatoren, i worst case, er (det antages at str�mmen ikke �ndre sig i l�bet af toff):

[s]

Tiden for en switchperiode

Dutycyclen p� toppen af en halvperiode ved 90 volt p� elnettet

[A]

Str�mmen i spolen p� toppen af halvperioden ved 90 volt p� elnettet

[V]

Ripplen fra de 100 kHz bidrager, som f�r antaget, ikke m�rkbart til den samlede rippelsp�nding.

Elektrolytter

Philips' elektrolytserie 157 unders�ges for egnethed, 270mF / 450 volt:

[hours]

Brugbar levetid (useful life time)

[hours]

�nsket levetid for kondesatoren

[A]

Max rippelstr�m @ 120Hz & 85�C

Ved frekvenser over 10kHz skal IR modificeres med en faktor 1,4

[A]

[�C]

Omgivelsestemperatur

>>>>>>>>>>>> Billede af Life Time Multiplier graf, 157 <<<<<<<< <<<<<<

Ved at finde levetidsgrafen p� 15 kan man se hvor stor rippelstr�m man kan tillade sig at have ved en given omgivelsestemperatur.

I dette tilf�lde viser det sig, at det ikke er muligt at bruge denne kondensator, da det grafen for en levetid p� 40000 timer ikke n�r over 56-57�C.

>>>>>>>>>>>> Billede af Life Time Multiplier graf, 157 <<<<<<<< <<<<<<

Philips' elektrolytserie 159 unders�ges for egnethed, 470mF / 450 volt:

[hours]

Brugbar levetid (useful life time)

[hours]

�nsket levetid for kondesatoren

[A]

Max rippelstr�m @ 120Hz & 105�C

Ved frekvenser over 10kHz skal IR modificeres med en faktor 1,4

[A]

[�C]

Omgivelsestemperatur

Ved at finde levetidsgrafen p� 10 kan man se hvor stor rippelstr�m man kan tillade sig at have ved en given omgivelsestemperatur.

I dette tilf�lde viser det sig, at det er tilladelig at k�re med 1,58 gange den nominelle rippelstr�m.

>>>>>>>>>>>> Billede af Life Time Multiplier graf, 159 <<<<<<<< <<<<<<

og kravet er at

> IRH

En kondensator i en boost-konveter topologi er udsat for n�sten firkantede str�mpulser ved switchfrekvensen og anvendt i en PFC boost-konverter vil amplituden af disse firkantpulser variere med forsyningssp�ndingen.

Den samlede str�m i kondensatoren v�re lig med den tilf�rte str�m minus den str�m forbrugeren aftager.

Peakv�rdien vil have amplituden:

[A]

Og anvendes den til brug for bestemmelse af IRH...

... ses det at den ikke kan t�le at denne belastning. Men siden denne belastning ikke forekommer hele tiden, s� kan vi regne med en samlet mindre v�rdi:

St�rrelse p� matricerne

Input data

Ligning til dutycycle

Ligning til str�m

Omskrevet til brug i matricer ser det s�ledes ud:

Denne matrice indeholder dutycyclen ved alle switch-on tidspunkter i l�bet af en halvperiode p� elnettet.

Sp�ndingen p� elnettet er 90 volt RMS.

Denne matrice indeholder amplituden p� str�mmen i spolen ved alle switch-on tidspunkter i l�bet af en halvperiode p� elnettet.

Sp�ndingen p� elnettet er 90 volt RMS.

Da det antages at amplituden p� str�mmen i spolen er ens og konstant indenfor den samme on- og off-tid, s� kender vi ogs� str�mmen til kondensatoren, og dette summeres op over en halvperiode:

[A]

Dette er ladestr�mmens effektive v�rdi, og nu kan en ny IRH findes:

[A]

Den fundne IRH , p� knap 1,9 ligger desv�rre over den maksimale tilladelige v�rdi p� 1,58. Derfor kan kondensatoren ikke bruges. Men hvor stor skal IR v�re for at en kondesator kan godkendes

Den n�ste kondensator i r�kken, som har en IR p� mindst 1,63 er 470 [mF ] med 1,72, eller man kan s�tte to 150 [mF ] i parallel p� hver 0,95, alt efter pris, pladshensyn, tilg�ngelighed osv.

Diode

Philips har en diodeserie med betegnelsen BYT79 , og i denne serie er der en model, der hedder BYT79-500 . Det er en diode af typen 'ultrafast recovery'.

Data

Tj = 25�C hvis ikke andet er n�vnt

[A]

Maksimal gennemsnitlig ledestr�m

[C]

Maksimal reverse recovert ladning

[s]

Maksimal reverse recovery tid

[A]

Maksimal reverse recovery str�m

[�C]

Maksimal �nsket junctiontemp.

[K/W]

Termisk modstand, junction-case

[K/W]

Termisk modstand, junction-amb.

Som det ses af figur 7 fra databladet over dioden varierer ledesp�ndingen noget med ledestr�mmen gennem dioden. Grafen for den maksimale ledesp�nding ved 150�C bruges som udgangspunkt for effektberegningerne.

Her ses en tiln�rmet udgave over den ovenfor omtalte graf. Da str�mmens amplitude og varighed gennem dioden varierer meget i l�bet af en halvperiode p� elnettet, er det begrundelsen for at beregninger p� en statisk situation ikke vil give et reelt billede af hvordan effektafs�t- telsen er, set over en l�ngere tidshorisont.

L�st for Vfw i stedet for Ifw

Omskrevet til brug i en matrice

Denne matrice indeholder amplituden af sp�ndingsfaldet over dioden ved alle switch-on tidspunkter i l�bet af en halvperiode p� elnettet.

Effektafs�tning

Energien integreret over en halvperiode p� elnettet og multipliceret med antallet af halvperioder p� 1 sekund.

[W]

Temperaturstigningen kan nu unders�ges

[K]

[�C]

Temperaturen er for stor, til at dioden kan klare sig uden k�leplade.

[K]

[K/W]

En k�lel�sning med en termisk modstand bedre end 3,5 [K/W] kan holde junctiontemperaturen for dioden under de �nskede 100�C.

Transistor

Siemens har en transistorserie baseret p� deres Cool MOS� -teknologi, og en af transistorerne er 20N60S5.

Data

Tj = 25�C hvis ikke andet er n�vnt

[A]

Maks drainstr�m

[A]

Maks drainstr�m @ 100�C

[A]

Pulsed drain current, t p = 1ms 1

[V] @ VGS = 0 [V] ID = 0.25 [mA]

Drain-source breakdown sp�nding

[W] @ VGS = 10 [V] ID = 13 [A]

Drain-Source modstand - typisk

[W] @ VGS = 10 [V] ID = 13 [A]

Drain-Source modstand @ 100�C

[K/W]

Termisk modstand, junction-case

[K/W]

Termisk modstand, junction-amb.

[�C]

Maksimal junctiontemperatur

I serie med gaten sidder der er mod-

stand p� 5,6 [W]

[W]

En drainstr�m p� 15 [A] kan opn�s ved knap 8 volt p� gaten

[V]

Der skal ca. 70 [nQ] p� gaten, f�r transistoren g�r i m�tning

[C]

Effektafs�tning

Effektafs�ttelsen i en transistor kan deles op i to dele, ledetab og switchtab. Ledetabene er, som navnet antyder, foresaget af at str�mmen l�ber gennem transistoren, hvorover der er et sp�ndingsfald. Forl�bet er statisk. Switchtabene er s�dan set ogs� en slags ledetab, men forholdene hvorunder energien afs�ttes er ikke statiske. Derfor kan de to energiafs�tninger heller ikke beregnes p� den samme m�de.

Defenition for ledetab

Igen har vi med varierende drainstr�m og dutycycle at g�re, og derfor beregnes energien pr. halvperiode

[W]

Switchtabene kompliceres ogs� af de varierende vilk�r fra switchperiode til switchperiode. Switchtabene kan deles op i to situationer, som adskiller sig p� f�lgende m�de.

N�r transistoren t�ndes, s� skal den dirigere str�mmen, som l�ber i dioden, til GND. Denne proces sker med Vo over transistoren. N�r dette er sket skal dioden forsp�ndes i sp�rreretningen, og for at g�re dette skal transistoren tr�kke en ladning ud af dioden og samtidig med dette stiger sp�ndingen over dioden til Vo.

N�r transistoren slukkes, skal str�mmen omdirigeres tilbage til dioden. Men inden det kan ske, skal dioden forsp�ndes i lederetning. S�ledes stiger sp�ndingen op over transistoren, mens der er fuld str�m igennem den indtil dioden begynder at lede.

Tiden det tager at lade gaten op og ned regnes ud p� en simplificeret m�de, da sp�ndingen p� gaten det meste af tiden ligger p� en fast v�rdi og derfor er str�mmen ogs� konstant.

[V]

Sp�ndingen fra driveren

Gateladning for VGS = 3,5 [V]

Gateladning for VGS = 8 [V]

[s]

[W]

Det totale effetktab er summen af de tre

[W]

Temperaturstigningen kan nu unders�ges

[K]

[�C]

Temperaturen er alt for stor, til at transistoren kan klare sig uden k�leplade.

[K]

[K/W]

En k�lel�sning med en termisk modstand bedre end 0,28 [K/W] kan holde junctiontemperaturen for transistoren under de �nskede 100�C.

LT1249 fra Linear Technology

Kredsen er logeret i et 8 pins DIL hus. Dens ydre forbindelser bruges til at konfigurere dens performance, s�ledes at ens �nsker kan opn�s.

Udgangssp�nding

Ligning til bestemmelse af PFC-trinnets udgangssp�nding

R2 v�lges til 10kW

Kredsens referencesp�nding

�nsket udgangssp�nding

[W]

R1 stykkes sammen af to modstande, for at kunne ramme v�rdien mere pr�cist.

[W]

Udgangssp�ndingen kontrolleres

[V]

Effektafs�ttelsen i modstandene unders�ges

[W]

Str�mbegr�nsning

[V]

Maksimal sp�nding over modstanden R mout

[A]

Maks. str�m i spolen v�lges til 13 amp. for at undg� i m�tningsproblemer i kernen og for at beskytte transistoren

[W]

Effektafs�ttelsen beregnes

[W]

Oversp�nding

Kredsen indeholder oversp�ndingssbeskyttelse, s� udgangssp�ndingen ikke kan f� lov til at stige op til destruktive v�rdier. Denne funktion inkluderer ogs� hysterese, s�ledes at driften ikke genoptages f�r udgangssp�ndingen er faldet med halvdelen af differencen mellem den maksimale og den nominelle sp�nding.

[V]

Kompensering/justering af performance